0 引言

    中科院強磁場科學中心在建的40 T穩態強磁場裝置是由內水冷磁體和外超導磁體兩部分組成。本文針對外超導磁體所需的高穩定度電源控制系統的設計。外超導磁體電源最大輸出5 V/16 kA，而且要求輸出電流紋波在±5 ppm以內（額定電流為16 kA）^[1]。

    經過分析選定電源控制系統方案為數字調節環^[2]，這樣其穩定度主要受限于反饋環節、給定及數字控制算法的選擇與實現等。本文只討論輸出電流的測量電路，具體包含前端信號調理電路、高精度電壓基準電路和A/D轉換電路。其中，前端信號調理電路對來自傳感器的信號進行調理，包含對輸入信號進行幅值調整和偏置、抑制共模干擾、抗混疊濾波等，以滿足ADC的輸入要求。

    在模擬測量電路中，主要有3類元器件，分別是前端信號調理電路中的運算放大器、電壓基準電路中的電壓基準源及A/D轉換電路中的ADC。

    外超導磁體電源的穩定度要達到8小時±5 ppm，則其在ADC輸入端上的變化值為10 μV((5×10^-6×16 000 A)×(2.5 V/20 000 A))。從控制角度，希望ADC可分辨的電壓要小于該值。這就需要提高測量電路的測量精度。

    對于這樣一個高精度高穩定度的模擬測量系統，本文首先對三類主要元器件進行選型，然后分別從系統噪聲（零輸入）和溫度特性兩方面對其進行分析，并得到最終的方案。最后通過實驗驗證該方案滿足性能要求。

1 高穩定度模擬測量電路的設計

1.1 關鍵元器件的選型

    對于ADC，考慮其最小分辨率要小于10 μV，而且高精度ADC的滿量程電壓都較小，以5 V計算，則ADC的有效分辨率至少要達到21位(2.5 V/2²¹≈1.2 μV)，再考慮到噪聲的影響選擇24位∑-△型ADC。采樣頻率為500 Hz。此外還需要極低溫度系數，經過比較選擇TI的24位∑-△高精度A/D轉換芯片ADS1281。

    ADS1281為全差分輸入ADC，而信號調理電路輸出為單極性信號，為了信號匹配，需要將信號調理電路輸出的單極性信號轉換為全差分信號。又因為所測量的信號能量弱、幅度小，為了達到足夠高的精度，全差分運放應具有較高的輸入阻抗和很強的抗共模干擾能力。而且為了達到較高的動態范圍和信噪比，運放選型需要低噪聲和低漂移特性。ADC相關的電壓基準源、基準源后的緩沖運放也是決定模擬測量電路最終性能的關鍵，其主要關注點也是低噪聲和低溫漂系數^[3]。

    以上三類器件的選型暫定為：+5 V電壓基準源可選擇的方案為TI的REF5050ID和Maxim的MAX6350C_A，基準源后的緩沖運放選擇TI的OPA277A，ADC輸入端的全差分運放可選擇的方案為TI的OPA1632D(這款為TI針對ADS1281推出的評估板上推薦的運放)和LME49724。

    此外，為了減小溫漂帶來的影響，外部縮放和增益電路中也應使用低漂移器件。

1.2 系統噪聲分析

    電流測量系統的信號來自高精度DCCT，它不僅有反映被測參數的測量信號，還有器件內部和外界干擾引起的噪聲，該噪聲限定了測量電路所能準確測量的最小量級，是系統中的一項重要指標。其中，器件內部噪聲是器件固有的，一般無法消除^[4-6]，需要對器件相關參數進行篩選。

    接下來，分析磁體電流測量電路中3類主要元器件在系統噪聲中的貢獻?？刂葡到y的帶寬為1 Hz^[2]，所以測量系統的有效信號頻帶為1 Hz，這樣噪聲分析時只分析1 Hz以內的信息。

    磁體電流測量電路中有兩類運放，一種為全差分接法，作為ADC的輸入驅動電路；一種為電壓跟隨器接法，用于電壓基準源后的緩沖電路。

1.2.1 運放的噪聲

    運放噪聲主要包含電壓噪聲、電流噪聲及電阻產生的熱噪聲。這里討論差分放大器的噪聲，其噪聲模型如圖1所示。圖中的V_n為電阻熱噪聲。e_N為輸入電壓噪聲。I_BN和I_BI分別為正反相端輸入電流噪聲。

    其中運放的輸入電壓噪聲和輸入電流噪聲與頻率有關，在極低頻率時（0.1 Hz～10 Hz）主要是1/f噪聲（也稱為閃爍噪聲），這里只考慮1/f噪聲；電阻熱噪聲相比于前兩種噪聲非常小，可以忽略。

    (1)電壓噪聲

    l/f噪聲帶來的輸入電壓噪聲為：

    輸入電流噪聲與反饋電阻成正比，實際中可通過減小反饋電阻以進一步減小電流噪聲。

    對于OPA277U在輸出端產生的電流噪聲為0。

    得出在差分放大電路中，反饋電阻取250 Ω時，運放對噪聲的總貢獻為：

1.2.2 電壓基準源的噪聲

    在溫度不變的情況下，影響電壓基準源輸出電壓的因素表現為電壓噪聲，它包含寬頻熱噪聲和窄頻1/f噪聲。其中，寬帶熱噪聲已經通過RC低通濾波器濾除。而1/f噪聲不能被濾除，其主要集中在0.1～10 Hz范圍內。

    1/f噪聲帶來的電壓基準源的輸出噪聲可由以下公式計算得到：

    其中G_AD為ADC的實際增益值，V_OS為ADC的失調誤差，N為ADC分辨率。

    電壓基準源的噪聲對系統輸出噪聲的影響與輸入信號的幅值有關，隨著輸入電壓的增加，參考電壓所帶來的誤差也隨之增大。零輸入時，此噪聲對ADC輸出的影響可以忽略。滿量程輸入時，即V_IN=V_ref=5 V，則此噪聲對ADC輸出變化值為：

    可知，由電壓基準源的輸出噪聲造成的ADC輸出值變化最大約為0.57 ppm。

1.2.3 ADC的噪聲

    ADC的內部噪聲是芯片固有的，與輸入電壓和基準電壓無關。

    ADS1281的內部噪聲圖見圖2。從圖2中可看出，在采樣率為1 000 S/s、雙極供電時，ADC的內部噪聲約為1 μV(RMS)。通過數字平均、降低采樣頻率等措施可以有效減少折合到輸入端的噪聲的影響，所以實際上ADC的噪聲遠小于該值。

    將以上三類主要元件的噪聲折算到輸出中，可知ADC和電壓基準源貢獻最大，但依然遠小于10 μV，所以系統噪聲在這里不成為影響因素。

1.3 溫度特性分析

    溫度漂移是影響模擬測量電路精度的另一個重要因素。同樣是針對測量電路中的三類主要元件進行討論。

1.3.1 運放的溫度特性

    溫度變化時，影響運放輸出電壓變化的主要為輸入失調電壓溫漂。

    OPA1632D的輸入失調電壓的溫度系數為標準值5 μV/℃。該值明顯不滿足要求。

    而TI的LME49724，其輸入失調電壓的溫度系數為標準值0.5 μV/℃，滿足要求。

1.3.2 電壓基準源的溫度特性

    REF5050ID的溫度系數為最大3 ppm/℃，則溫度每變化1 ℃，電壓基準源的輸出電壓變化量為最大1.5 mV，則該電壓基準源輸出變化量引起的系統輸出電壓變化量為：

    基準電壓源后接了OPA277U作為緩沖器。所以該運放的溫度特性也必須計入電壓基準源的總溫度特性中。OPA277U的輸入失調電壓的溫度系數為標準值0.1 μV/℃，其遠低于基準電壓的溫度參數。

    零輸入時，電壓基準源輸出變化量對輸出電壓的影響，可以忽略。而滿量程輸入時，由電壓基準源的輸出噪聲造成的ADC輸出值變化則接近3 ppm，太大。

    電壓基準源芯片選擇MAX6350C_A，其輸入失調電壓的溫度系數為最大值1 ppm/℃。

1.3.3 ADC的溫度特性

    ADC受溫度影響的參數主要是失調電壓和線性增益值。ADS1281的失調電壓漂移為經典值0.06 μV/℃，增益漂移為經典值0.4 ppm/℃，非常小。

    可見，運放和電壓基準源的失調電壓溫度系數對輸出電壓的影響最大，ADC影響可忽略。

2 高穩定度模擬測量電路的實現及驗證

2.1 具體電路實現

    ADC選型為Texas Instruments的ADS1281, 它是一款高速24位Δ-Σ型SPI接口的全差分輸入ADC。其增益漂移達到0.4 ppm/℃，數據速率為250~4 000 S/s間5檔可選。

    ADS1281接入的數字電源為3.3 V和模擬電源為±2.5 V，參考電壓源V_ref=±2.5 V。

    為了保證設備的性能最大化，必須對ADC的外圍電路進行嚴格的設計，包含基準電壓電路、ADC的輸入端電路和主時鐘電路。

    首先是基準電壓，采用高穩定度基準芯片MAX6350C_A，具體電路見圖3所示。在基準芯片的輸出端設置RC低通濾波器，其截止頻率約為1.59 Hz，用來濾除高頻噪聲以滿足系統對基準源低噪聲的要求。然后加入電壓跟隨器，以避免A/D基準源輸入端的電流變化對基準源輸出的影響^[8]。最后在進入ADC之前加入穩壓管，以保證ADC基準電壓的安全。

    然后是ADC的輸入驅動電路，采用TI公司的全差分運放OPA1632D實現，見圖4所示。要求在輸出端串接一個1 nF的NP0陶瓷電容，以減小THD(總諧波失真)。此外，在輸出端接二極管來對ADC的輸入電壓進行鉗位，以保證其輸入在安全范圍內?？紤]到ADC的輸入范圍為±2.5 V，而DCCT的輸出電壓為0~10 V，所以全差分運放需要對輸入信號進行4倍縮放。

    最后是ADC的主時鐘電路，為保證時鐘信號的高分辨率和穩定度，這里是由鎖相環分頻得到4.096 MHz的PWM信號。

    此外，ADS1281有PIN模式和寄存器模式兩種工作模式,通過PINMODE管腳進行選擇,根據所需要的功能,我們配置ADS1281工作在寄存器模式。CLK、SCLK分別為ADS1281主時鐘和SPI串行接口時鐘,它們共同完成數據的傳輸和模數轉換的進行,DIN、DOUT分別為數字信號輸入和數字信號輸出,它們都以SPI的串行通訊方式實現與FPGA的交互。

    同時，縮放和增益電路中應使用低漂移器件。這里使用Vishay體金屬薄膜分壓器電阻系列300144Z，其電阻跟蹤溫度系數為0.1 ppm/℃。

    對于PCB布線，為了保證設備的最佳性能，必須將嘈雜的數字組件，如微控制器和振蕩器，遠離轉換器和前端末端組件；將數字組件靠近電源入口點，以保持數字電流通路盡可能短；將數字組件和敏感的模擬組件分開；所有的旁路電路均靠近設備引腳。

2.2 實驗驗證具體電路實現

    在實驗室條件下（溫度在25 ℃±1 ℃），對VRE102C基準芯片產生的10 V電壓進行測量，雖然其datasheet上稱其溫度漂移在全溫度范圍內最大0.6 ppm/℃，但實際測量結果卻有3 ppm左右。因為很難找到一個高穩定度源（<1 ppm）來對測量電路進行測量，所以這里只針對零輸入情況下進行測量。

    在全差分運放前還有一個抗混疊濾波器，其截止頻率為500 Hz。將該濾波器的輸入端短接接地。ADC的采樣頻率為500 Hz，二進制數進入FPGA后再經過50倍的中值濾波，最終得到10 Hz的信號。本文通過Agilent8位半數字萬用表對ADC的輸入端進行測量，再將測量結果通過串口上傳到上位機（由LabVIEW編寫）來得到模擬電路的輸出波形；通過上位機軟件(由LabVIEW編寫)對ADC的轉換結果進行采集來測量最終的輸出波形。兩種測量可以同時進行。測量結果見圖5和圖6所示。一共測量了26小時，其中前10小時為預熱時間，后8小時穩定度基本維持在4 ppm以內，滿足要求。

3 結論

    電源實現高穩定度的關鍵因素之一是輸出磁體電流的高穩定度測量。本文針對磁體電流的測量，分別從系統噪聲和溫度漂移兩個方面進行分析提出了測量電路中三類主要元器件的選型依據，并給出了最終的實現方案。最后，通過實驗進行具體測量，得出該方案在實驗條件下（溫度在25 ℃±1 ℃），穩定度達到4 ppm，滿足性能要求。

    為了進一步減小溫度漂移，可考慮對ADC增加溫度補償算法，最終將ADC采集系統的穩定度控制在3 ppm以內。

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作者信息：

宋敏慧1，費  偉1，2，劉小寧2

（1.中國科學技術大學，安徽 合肥230026；2.中國科學院強磁場科學中心，安徽 合肥230026）