隨著無線通訊系統的迅速發展，對高效率射頻功率放大器的需求逐漸增加。如何提高功率放大器的工作效率已成為一個重要課題。為提高效率，研究人員將大量精力專注于放大器的工作模式上，例如D類，E類，F類和逆F類功率放大器。F類和逆F類兩種模式的高效率功率放大器在近幾年成為研究焦點。文獻中采用F類工作模式效率達到75％，文獻中采用逆F類工作模式效率達到80％。兩者均采用GaN功率管CGH400 10，其1 dB壓縮點輸出功率約為10 W，不能滿足大輸出功率的要求。
針對1 dB壓縮點輸出功率為45 W的功率管CGH40045進行設計，分別設計出F類和逆F類兩款功率放大器，對兩種模式的功率放大器漏極效率進行比較，并對兩款功放的效率差異從理論和仿真兩方面做出了定量分析。
1 理論分析
圖1為F類和逆F類功率放大器漏極輸出端理想電壓和電流的時域波形。F類功放的漏極端電流為半正弦波，電壓為方波；相反的逆F類功放的漏極端電流為方波，電壓為半正弦波。兩者相反的漏極電壓和電流波形對放大器的效率會產生不同的影響，以下是在理想情況下分別計算兩種放大器工作效率，兩種波形都可以通過傅里葉級數展開式展開，從而可以方便地對直流信號、基波信號和各次諧波信號進行分析。
首先分析F類功率放大器，將其電壓和電流波形通過傅里葉級數展開，各變量如圖1所示。
根據傅里葉展開式分別計算出直流信號的功率和基波信號的功率，從而求出F類功率放大器的效率，其中，Ron為晶體管導通內阻。
分析逆F類功率放大器，將其電壓和電流波形通過傅里葉級數展開，各變量如圖1所示。
根據F類計算效率的方法，同理可得逆F類功率放大器的效率
從式(5)和式(10)可以看出，當V0=V0’時，兩種模式的功率放大器的效率因電流imax和i’max的不同而產生差異。如果晶體管的導通電阻Ron為零，則兩種模式功率放大器的效率都將達到100％。然而現實中的功率管，都存在一定的導通內阻，當Ron存在時，兩種模式的功率放大器的效率會產生怎樣的差異。
為研究這種差異，需要有相同的輸出功率和相同的偏置點，即P1=P1’，V0=V0’。由式(4)和式(9)可以列出一個關于i’max的方程，解此方程可以得到
再將此結果帶到式(10)，可得到一個η’關于imax的函數表達式。在此，假設V0=28 V，imax=6 A，將值代入式(5)和式(10)中，利用Matlab繪出η和η’關于Ron的變化曲線，如圖2所示。由圖可以看出，隨著Ron的增加，逆F類功率放大器比F類功率放大器有著更好的效率，并且針對每個Ron的值，對兩種模式效率的差異給出了定量的計算結果。
2 方案設計
為在功率管漏極端獲得圖1所示的兩種模式放大器的所需波形，需要對漏極輸出端的所有諧波阻抗進行控制。通過式(1)和式(2)可以看出，要實現F類功率放大器需要的方波電壓和半正弦波電流，需要在漏極端實現電壓的奇次諧波疊加，電流的偶次諧波疊加。同理，通過式(6)和式(7)可以看出，要實現逆F類功率放大器需要的半正弦波電壓和方波電流，需要在漏極端實現電壓的偶次諧波疊加，電流的奇次諧波疊加，可以通過在輸出端加入整形電路實現。F類功率放大器的輸出端電路要滿足式(12)，逆F類功率放大器的輸出端電路要滿足式(13)。
然而，在現實應用中對所有諧波進行控制顯然不可能，一般在工程應用中，只要控制好二次和三次諧波即可。控制更多的諧波就會增加電路的復雜性，也不會對性能有明顯提高。F類輸出端整形電路如圖3所示，逆F類輸出端整形電路如圖4所示，通過整形二、三次諧波阻抗分別滿足F類與逆F類功率放大器的阻抗要求。采用電磁仿真軟件對功率管和整形電路整體進行負載牽引設計，找出在輸出端基波的最優輸出阻抗值。通過后端的附加匹配網絡將整體電路匹配到50Ω標準阻抗。
3 仿真結果分析
根據上述電路結構分別設計F類和逆F類功率放大器，功率管采用Cree公司的45 W GaN功率管CGH40045，其導通電阻Ron=0．3 Ω。為對兩種功率放大器效率做出客觀真實的比較，各方面參數應盡量保持一致，基板均采用Rogers公司的R05870，基板厚度為0．79 mm。工作偏置點選為VDS=28 V，VGS=-2．5 V，工作頻率1．5 GHz。
圖5和圖6為F類功率放大器與逆F類功率放大器增益和輸出功率隨輸入功率變化的曲線。圖5為兩者的增益圖，從圖中可以看出，兩者的增益基本相等，線性區增益約為16．5 dBm。圖6為兩者的輸出功率，從圖中可以看出，兩者的輸出功率變化曲線基本吻合，最大輸出功率約為55 W，在P1dB點處輸出功率約為45W。
在增益和輸出功率相等的前提下，進行漏極效率的比較，圖7為F類功率放大器和逆F類功率放大器，工作在1.5 GHz時的漏極效率隨輸入功率變化的曲線。由圖中曲線可以看出，逆F類功率放大器在輸入40 dBm時，漏極效率達到最大值91.8％，同時F類功率放大器的漏極效率為89.3％。從圖2可以看出，當Ron為0．3 Ω時，逆F類效率為96％，F類效率為93．6％。由于現實中無法實現理想的方波和半正弦波信號，因此仿真結果與計算結果有一定差異，但兩種模式之間的效率差異基本相等，證實了理論計算和仿真是一致的。
4 結束語
通過理論計算得出，在相同的工作偏置點和輸出功率下，因為功率管導通電阻的存在，逆F類功率放大器比F類功率放大器有更高的效率，并且隨著導通電阻Ron的增加，這種差異也隨之擴大。而針對GaN功率管CGH40045，分別設計了工作頻率在1．5 GHz的逆F類功率放大器和F類功率放大器，仿真結果與理論分析一致。