如何在峰值電流模式控制器中補償控制回路，以便在調節電流而不是調節輸出電壓時確保穩定性？
　　同步降壓轉換器通常被用來調節LED中的電流，經常在汽車、醫療、工業、甚至個人電子設備等應用中使用。大多數控制器調節輸出時所用到的控制機制大體上可分為恒定接通時間、電壓模式或峰值電流模式。占絕大部分的也許就是峰值電流模式控制器，但是應該如何補償控制回路，在調節電流而不是調節輸出電壓時確保穩定性呢？
　　在峰值電流模式控制中，控制信號（或者COMP信號）通過一個內部控制回路來控制電感器中的峰值電流，從而簡化輸出電壓反饋回路。但是，如果為了保持恒定亮度調節LED中的電流，而不是輸出電壓，情況會怎么樣呢？眾所周知，實際上在補償電源實現穩定性時，電流模式控制 (CMC) 能夠消除電感器本身的頻率響應效應。而將輸出電流用作反饋信號甚至會使“關閉回路”更加簡單。
　　圖1顯示的是一個通過高側感測電阻器R3直接驅動LED中電流的降壓轉換器，TPS54218，同步降壓控制器。這個電流感測電壓被電流感測監視器，INA193，放大20倍，這樣可顯著地降低R3中的功率耗散并提升效率。分流監視器的電流反饋信號輸出給電阻分壓器 (R6/R8)，這形成了到VSENSE的完整反饋路徑。
　　圖1

　　配置為調節LED中恒定電流的同步降壓轉換器。
　　運算放大器 (op amp) 可使用控制信號 (VCNTL) 調整LED電流。就其本身而言，控制器持續調節占空比和輸出電流，以便在VSENSE引腳上保持0.8V的電壓。如果運算放大器輸出電壓上升，它也會升高VSENSE上的電壓，所以控制器向下調節LED電流，以防止VSENSE上升。
　　圖2是仿真控制回路的圖1的簡單SPICE模型。VC1是COMP引腳上的電壓，直接驅動跨導增益為13的功率級（控制器更多的內部細節請參見TPS54218數據表內的圖31）。這個電流通過電感器和感測電阻器來直接驅動LED。需要注意的是，電感值和LED值的變化不會對響應產生影響，這是因為電感器中的電流受到了控制。
　　圖2

　　經簡化的控制回路AC模型，以測量增益和相位裕量。
　　分流監視器傳遞函數只是一個值為20的電壓到電壓增益，有一個接近500kHz的高頻極點（和緩沖器）。這個輸出提供給R6/R8分壓器，由于輸出是直流電壓，所以分壓器在運算放大器U3輸出上接地。完成此反饋回路的最后一個部分是降壓轉換器的內部跨導放大器，它具有一個225uA/V的電壓對電流增益。
　　外部補償組件C6從這個點 (V_COMP) 上接地。需要注意的是，V_COMP也是我們回路仿真的起始點 (VC1)?；芈吩鲆媸荲_COMP引腳上測得的電壓除以VC1上的注入擾動。所以，通過將VC1設定為1 Vac信號，回路增益最終就是V_COMP上測得的電壓。
　　圖3顯示了VSENSE和V_COMP節點上測得的響應。V_COMP代表回路增益和相位裕量，而VSENSE是功率級，這就是除補償運算放大器之外的整個回路。在這里最值得注意的一點是，VSENSE，最遠到COMP電容器C6之前的響應，都是平坦的。由于采用電流模式控制，功率級的響應是平坦的，并且只有分流監視器響應在較高頻率時開始輕微降低相位。
　　圖3

　　仿真結果顯示出非常平穩的響應，此時整個回路主要由C6設定。
　　轉換器回路增益和帶寬的調節由C6單獨設定。較小的C6值會由于其較高的阻抗而增加增益，而較大的值會減小增益。應該將增益值設置得足夠低，以確保較好的穩定性,要避免將增益值推得過高。還有一些未包含在此模型中的其它二階效應，諸如斜坡補償，會在較高頻率時影響到增益和相位。
　　另外，這個模型提供了一個出色的一階逼近法，并且深入觀察了電流模式同步降壓LED穩壓器的回路增益。